Главная Измерительная установка - комплекс средств измерений



U2 О-

Усипитепь-ограничитепь 1

Усилитель ограничитель 2

Схема совпадения 1

Формирователь коротких импульсов

Схема совпадения 2

Схема соБ-1- падения 3

Генератор коротких импульсов

Схема совпадения 5 I

Цифровой индикатор

Схема совпадения 4

Триггер знака

Рис. 8.42. Структурная схема фазометра с перекрытием

При наличии флюктуации запускающих импульсов за счет внутренних и внешних шумов мертвая зона расширяется.

В двухполупериодных схемах мертвые зоны зависят также от уходов нулевой линии. При этом зоны неустойчивой работы каждого триггера смещаются и мертвая зона расширяется до

Дф„ = 360 2Тр/Т -1- 2 (Дфо1 - Дфог),

где Дфо1 и Дфо2 - фазовые сдвиги, соответствующие уходам нулевой линии в каналах фазометра.

Структурная схема фазометра с перекрытием приведена на рис. 8.42. Эти фазометры имеют ряд преимуществ по сравнению с триггерными, в том числе с точки зрения простоты, мертвых зон, быстродействия, помехоустойчивости. При работе схемы с выходов усилителей-ограничителей прямоугольные импульсы с фронтами, привязанными к нулевым переходам входных сигналов (при отсутствии уходов нулевой линии), поступают на входы схем совпадения. На выходе схемы совпадения 1 вырабатываются импульсы, соответствующие по длительности времени перекрытия импульсов с прямого и инверсного выходов формирующих устройств первого и второго каналов и равные интервалам времени между положительными переходами нулей входных сигналов.

Схема совпадения 2 формирует импульсы, соответствующие интервалу времени между отрицательными нуль-переходами входных сигналов. Просуммировав импульсы с выходов схем совпадения на схеме ИЛИ, получим двухполупериодный преобразователь «сдвиг фазы - временной интервал».

Для исключения неоднозначности отсчета используется схема индикации знака, по-

зволяющая измерять сдвиги в диапазоне от -180° до -I- 180°. Эта схема содержит один формирователь импульсов привязки, две схемы совпадения и триггер знака. Если ф <

< 180°, импульс привязки проходит на выход схемы совпадения 3, если ф > 180° (ф <

< 0), импульс проходит через схему совпадения 4. Знак измеряемого сдвига фаз определяется по состоянию триггера знака. Мертвая зона в фазометрах с перекрытием обусловлена несимметрией ограничения входных сигналов и не сопровождается грубыми ошибками и сбоями в работе. Однако ее наличие затрудняет калибровку фазометра по нулевому фазовому сдвигу, приводит к нелинейности фазовой характеристики. Известные схемы индикации знака угла недостаточно помехоустойчивы, что снижает общую помехоустойчивость фазометра с перекрытием.

Погрешности цифровых фазометров с постоянным временем измерения. Преобразование фазовых сдвигов в цифровой код сопровождается погрешностями, обусловленными как методом преобразования (методические погрешности), так и влиянием параметров элементов и узлов схемы фазометра (инструментальные погрешности).

К методическим погрешностям фазометров с постоянным временем измерения относятся погрешности дискретного преобразования, состоящие из погрешности квантования и низкочастотной погрешности, связанной с некратностью времени измерения и периода сигнала. Отличие формы кривой входного сигнала от синусоидальной приводит к методической погрешности преобразования сдвига фаз в интервалы времени.

Погрешность квантования зависит от дробной части отношения частот сигнала и квантования и от числа усредняемых интервалов.



Наиболее просто оценить погрешности квантования можно по значению среднеква-дратической погрешности, усредненной по значениям дробной части соотношения частот квантования и сигнала, равновероятным в интервале 0-1 (так называемая априорная феднеквадратическая пофешность):

a = (360/l/6/Jl/F/t

Наибольшая погрешность квантования имеет место при целочисленном соотношении частот квантования и сигнала и определяется по формуле

= 360F/V/k.

Погрешность квантования сильно зависит от флюктуации фронтов интервалов времени и флюктуации частоты и фазы квантующих импульсов, обусловленных внешними шумами. При наличии флюктуации погрешность квантования при целочисленном соотношении частот уменьшается практически до априорной, а затем возрастает с увеличением уровня шумов. Минимальные значения погрешности

Стфл = (0,3 - 0,5) to, где = 1 к.

При произвольном соотношении частот, когда погрешность из-за отсутствия флюктуации превышает априорную, появление флюктуации уменьшает ее практически до априорной, а затем погрешность также возрастает с ростом флюктуации. Если пофешность при отсутствии флюктуации меньше априорной, то флюктуации ее увеличивают.

Априорная погрешность квантования в зависимости от уровня флюктуации может быть рассчитана по формуле

тце Стапр - априорная погрешность при отсутствии шумов.

Погрешность квантования также существенно зависит от нестабильности частот генераторов, которая либо уменьшается, либо-увеличивается в зависимости от ее значения при феднем соотношении частот генераторов, стремясь в пределе к априорной погрешности.

В связи с этим вероятность резкого возрастания погрешности квантования при целочисленном соотношении частот с учетом реальной стабильности частот генфаторов и влияния внуфснних и внешних шумов является пренебрежимо малой.

Пофешность, обусловленная некратностью времени измерения и периода входных сигналов, проявляется в основном на низких частотах, в связи с чем ее часто

называют низкочастотной погрешностью. Ее максимальное значение для однополупериод-ного (Р = 1) и двухполупериодного (Р = 2) фазометра определяется формулой

6=90/t„3„FP

где t„3m - время измерения; F - частота сигнала.

Методическая погрешность за счет нелинейных искажений зависит от уровня искажений и фазового сдвига между гармониками сигнала. Максимальную погрешность, учитывающую влияние высших гармоник в одном канале (до пятой включительно), можно оценить по формуле

Аф„„х = (360/271)-2X = 360X/71, •

где Ху - коэффициент гармоник, %.

При наличии искажений во втором канале максимальная погрешность равна сумме пофешностей обоих каналов. В двухполупериодных фазомефах эта погрешность уменьшается за счет ослабления влияния четных гармоник.

Инструментальные погрешности носят характер постоянных и переменных систематических погрешностей. Они определяются конечной длительностью квантующих импульсов, конечной длительностью фронтов импульсов фазовых интервалов, параметрами схем совпадения и счетчика. Погрешность за счет конечной Д1Штельности квантующих импульсов Тк и конечного разрешающего времени счетчика Тсч определяется соотношением

A9 = 360Fte4[tk/(Tc,-2)].

При Тк = 2тсч эта погрешность становится равной нулю.

Систематические погрешности преобразования фазовых сдвигов в интервалы времени включают в себя:

постоянные (или медленно меняющиеся за счет температурного или временного дрейфа) систематические погрешности, обусловленные неидентичностью фазовых характеристик каналов, уходами нулевой линии формирующих устройств, неравенствами и нестабильностью уровней срабатывания пороговых устройств;

переменные систематические погрешности, проявляющиеся при работе фазометра в заданном динамическом и частотном диапазоне (амплитудная погрешность измерения фазы);

погрешности за счет прохождения сигналов из канала в канал, приводящие к нелинейности фазовой характеристики фазометра (основная погрешность).



Постоянные систематические погрешности выявляются при подаче на вход фазометра калиброванного фазового сдвига (чаще всего нулевого). Существует ряд методов их исключения или уменьшения.

Амплитудная погрещность измерения фазы возникает за счет уходов нулевой линии формирующих устройств конечной длительности фронтов выходных импульсов схем совпадения, инерционности пороговых устройств (конечной полосы пропускания), гистерезиса пороговых элементов.

Погрешность за счет улода нулевой линии на величину 17о, приведенную ко входу, определяется как Дф = VJUax, где Uax - амплитуда входного сигнала. Эта погрешность практически исключается в двухполупериодных схемах, однако она влияет на ширину мертвой зоны как триггерных фазометров, так и фазометров с перекрытием. Эффективным способом уменьшения уходов линии является применение отрицательной обратной связи по скважности.

Погрешность за счет конечной и зависящей от амплитуды длительности фронтов выходных импульсов проявляется при недостаточном коэффициенте усиления формирующих устройств и зависит от уровня срабатывания пороговых и логических элементов е:

х/вктп вых/вхтдх)]?

где К - коэффициент усиления усилителя-ограничителя; Ubx - уровень выходного напряжения формирующего устройства.

Для исключения этой составляющей погрешности необходимо обеспечить независимость параметров выходных импульсов от амплитуды и частоты входных сигналов. При использовании в двухполупериодных схемах пороговых элементов возникает дополнительная погрешность из-за гистерезиса этих элементов. Она может быть оценена как погрешность за счет смещения нулевой линии в однополупериодном фазометре на значение, равное гистерезису порогового элемента.

Амплитудная погрешность измерения фазы, обусловленная инерционностью формирующих устройств, составляет основную долю погрешностей двухполупериодных широкодиапазонных фазометров. Ее значение определяется схемой и параметрами формирующих устройств. При использовании усилителей-ограничителей максимальная погрешность в области низких частот Дф„ = = 0,5tcF„t„, где т„ - постоянная времени канала в области нижних и верхних частот.

Эту погрешность уменьшают путем расширения полосы пропускания и использования НЧ и ВЧ коррекции.

Наводка сигнала из канала в канал оказывает влияние на линейность фазовой характеристики. Эта погрешность зависит от соотношения амплитуд сигналов в каналах фазометра и измеряемого угла. Максимальное значение ее определяется выражением Дфи = arctg V, где v - коэффициент прохождения сигнала из канала в канал. Уменьшается она соответствующим экранированием и развязкой по цепям питания. Для уменьшения погрешности цифровых фазометров с постоянным временем измерения применяют методы, основанные на обеспечении кратности времени измерения и периода входных сигналов (различные способы автоподстройки частоты и умножения частоты), методы, предполагающие наличие арифметического устройства (микропроцессора), выполняющего операцию ф = 360tJT, где - временной сдвиг измеряемых сигналов, Т - период, а также метод, основанный на плавном изменении частоты квантующей последовательности, например, по треугольному закону. Эти методы позволяют при малом времени измерительного цикла обеспечить требуемую погрешность измерений в диапазоне низких частот, но сложны в аппаратурной реализации.

Наиболее перспективным методом уменьшения НЧ погрешности является метод дискретной весовой обработки результата измерения. Сущность метода заключается в уменьшении веса данных измерений последнего неполного сигнала путем последовательного дискретного уменьшения частоты квантования в течение времени измерения. Моменты начала времени измерения и перехода на понижение частоты квантования осуществляются синхронно с входным сигналом. При времени измерения 1 с погрешность на частоте 25 Гц уменьшается с 3,5 до 0,0Г.

Для уменьшения погрешности квантования, возникающей при целочисленном соотношении частоты сигнала и квантования, может быть использован способ модуляции частоты квантующего генератора. Наименьшая погрешность квантования в широком диапазоне частот обеспечивается при оптимальном квантовании фазовых интервалов, когда положение первого квантующего импульса в фазовом интервале смещается относительно его положения в предыдущем интервале на t = kfo, где = V/k ~ период квантующих импульсов, к - число усредняемых интервалов. Равномерное изменение



0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21 22 23 24 25 26 27 28 29 30 31 32 33 34 35 36 37 38 39 40 41 42 43 44 45 46 47 48 49 50 51 52 53 54 55 56 57 58 59 60 61 62 63 64 65 66 67 68 69 70 71 72 73 74 75 76 77 78 79 80 81 82 83 84 85 86 87 88 89 90 91 92 93 94 95 96 97 98 99 100 101 102 103 104 105 [106] 107 108 109 110 111 112 113 114 115 116 117 118 119 120 121 122 123 124 125 126 127 128 129 130 131 132 133 134 135 136 137 138 139 140 141 142 143 144 145 146 147 148 149 150 151 152 153 154 155 156 157 158 159 160 161 162 163 164 165 166 167 168


0.0118