Главная Источники вторичного электропитания - часть 1



аналогичным такому же соотношению для понижающего ИСН. В то же время напряжение на разделительном конденсаторе

Ср = п , (3.51)

что соответствует регулировочной характеристике повышающего ИСН. Если считать, что пульсации напрялсения на Ср малы, то во время открытого состояния транзистора - UcvUli и перемножение формул (3.50) и (3.51) дает (3.49). Результатом соединения ИСН явилось отсутствие импульсных токов на входе и выходе устройства. Однако,. как показывают диаграммы токов, пульсации сохранились. Идея полной компенсации пульсаций потребляемого или выходного тока связана со следующим уникальным свойством рассматриваемой структуры: на зажимах дросселей Li и действуют ЭДС, равные по амплитуде и длительности. Во время открытого состояния транзистора на L\ действует ЭДС, равная напряжению питания [Ua). В это же время к Li ири-ложена ЭДС, которую можно определить как разность Ul2 и Ua-

Uro - Un=-Un

1-iCa

1-/Са

= -Un.

(3.52)

Во время паузы Li подключена к. Un, а на L\ действует разность напряжения Un и Ucv-

"-=°1-/Сз

Un=U,

т. е. во время импульса и во время паузы дроссели Li и Li находятся под действием одинаковых ЭДС.

Если Li и Li связать индуктивно, выполнив их, как показано на рнс. 3.26, то изменение магнитного потока в сердечнике L, под действием приложенной к его обмотке ЭДС будет компенсироваться воздействием на суммарный магнитный поток со стороны обмотки Li. Если выбрать сечения сердечников и число витков обмоток одинаковыми: W\ = Wi{Li2Li), то компенсация изменений магнитного потока должна быть полной, что эквивалентно включению бесконечно большой индуктивности на входе устройства. Пульсации входного тока при этом исчезнут: ток через L\ будет постоянным.

Так как нет пульсаций потребляемого тока, то входной конденсатор может отсутствовать, но объем дросселей возрастает и появляется конденсатор Ср. Поэтому необходимо сравнить, при каких требованиях к уровню пульсаций на входе ИСН конвертор с разделительным конденсатором выгоднее понижающего или повышающего ИСН. Если требования по пульсациям находятся на уровне допустимых для конденсаторов выбранного типа, то объемы выходных конденсаторов в схемах конвертора и понинающего ИСН равны. Можно принять равными объемы разделительного конденсатора и входного конденсатора понижающего ИСН. Объемы дросселей возрастут в зависимости от соотношения Un и Ub:

.pL2

и г

> Рн

ии = РнКа/1 - Кэ;

р L\

(3.53)

«1-/Сз /Сз

гпе Poii, Ppi-a - расчетные мощности Li, /-2.

Суммарная расчетная мощность двух дросселей всегда больше 2Рн. При Дз-0 5 выражение (3.53) имеет лшнимум; он соответствует Ub-Uu-

если принять типовое значение (/н = 0,75{/„, то для понижающего ИСН

Ро/. = Рп

Ujj - Un

= 0,25 Рн;

. Un .

для конвертора с разделительным конденсатором /Сз = 0,43

+ P2L2 = 2Ph.

Отношение

(/гы + P2L-2)IP2L = 2Рн/0,25 Рн = 8. Если принять, что дополнительный объем, занимаемый L, и Li можно израсходовать на фильтры, в которых объемы дросселей и конденсаторов равны, то расчетный коэффициент сглаживания таких фильтров составит около 1000.

Временные диаграммы основных электрических процессов в этом устройстве показаны на рис. 3.25. Значение Кз, максимальное напряжение на силовом транзисторе и конденсаторе Ср определяются как и для инвертирующего ИСН:

/Сз= -

Ток нагрузки, среднее значение тока Li и среднее за время импульса значение тока разделительного, конденсатора зависят от /Сз и определяются из выражения

t/п/Сз

(3.54)

= /н =

(3.55)

Амплитуды пульсаций тока L2, тока разделительного конденсатора и тока ди-

ода определяются по формуле (3.43):

иТКь 2Lo

Ток, протекающий через разделительный конденсатор во время паузы, равен току Li и току нагрузки:

/ -/ -/

Среднее" значение тока замыкающего диода во время паузы определяется как сумма токов Li и разделительного конденсатора:

л.р.„ = .ТГ- t

Среднее значение тока коллектора силового транзистора во время импульса равна сумме токов Li и разделительного конденсатора:

/к.ср.и =/н

1-/Са



Энергетические соотношения для конвертора при безразрывных токах дросселей определяются по следующим формулам. Мощность, рассеиваемая в транзисторе за время открытого состояния,

нас - вых Къ

L\l-ЛГз j

[ 2La j

Мощность, рассеиваемая в диоде во время паузы.

Мощность, рассеиваемая в обмотке дросселя Li,

\ -Аз у Мощность, рассеиваемая в обмотке дросселя L2,

\ \-К. I 12

Мощность, рассеиваемая в ""последовательном активном сопротивлении конденсатора Ср,

1 / UnTKs V

(3.57)

(3.58)

(3.59)

(3.60)

,2 , 1 1УпТКг " 12

(3.61)

Мощность, рассеиваемая в последовательном активном сопротивлении конденсатора С2,

С2 =

{Uu TKs/2L) 12

(3.62)

3.3. Стабилизирующие преобразователи напряжения

Основные структурные схемы стабилизирующих И ПН. Импульсные стабилизаторы постоянного напряжения не обеспечивают гальванической развязки между источником питания и нагрузкой. Кроме того, нх удельные показатели резко ухудшаются с ростом различия уровней входного и выходного напряжений.

Эти недостатки устраняются в схемах стабилизирующих транзисторных преобразователей с помощью индуктивной связи между входной и выходной частями силовой цепи. Простейшим средством введения • индуктивной связи в силовую цепь является использование силового дросселя, инвертирующего стабилизатора с двумя обмотками (рис. 3.27). Эта схема представляет собой одно-тактный преобразователь постоянного напряжения с индуктивным промежуточным накопителем энергии.

Во время открытого состояния транзистора ток первичной обмотки дрЪссе-ля нарастает до максимального значения, определяемого коэффициентом заполнения. Во время паузы энергия, Накопленная дросселем, через вторичную обмотку .передается в нагрузку. Изменением соотношения витков первичной и вторичной обмоток можно оптимально согласовать напряжение питания и напряжение на нагрузке. В этой стеме двухобмоточный дроссель одновременно выполняет функции силового индуктивного элемента и трансформатора тока. 94

В схеме на рнс. 3.28, содержащей импульсный трансформатор, энергия в яагрузку передается во время открытого состояния транзистора. На рнс. 3.29 изображена схема регулируемого однотактного преобразователя с импульсным трансформатором. Для обратного перемагничивания сердечника служит конденсатор Сг. Выходное напряжение регулируется путем изменения частоты задающего генератора при постоянной длительности импульса [20].

Рис. 3.28. Схема однотактного преобразователя напряжения с трансформатором в цепи нагрузки


Рис. 3.29. Схема однотактного преобразователя напряжения -о-

в структурах с йрямым преобразованием энергии материал сердечника трансформатора может «меть как линейную, так и прямоугольную петли гис-терезнса [24]. Материал сердечника двухобмоточного дросселя должен обязательно иметь линейную петлю перемагничивания. Для предотвращения перенапряжений на силовых транзисторах необходимо обеспечить малые индуктивности рассеяния в двухобмоточных дросселях. Схемы с накопительным дросселем целесообразно применять в устройствах для заряда конденсаторов - в системах конденсаторного зажигания, стробоскопах, для питания импульсных ламп.

Основным недостатком однотактных схе.м является плохое использование - материала сердечника трансформатора, так как он перемагничивается по частному циклу. Поэтому широкое распространение получили двухтактные регулируемые преобразователи постоянного напряжения, структурные схемы которых отличаются большим разнообразием. Широко распространены устройства, построенные по принципу объединения импульсного стабилизатора с двухтакт-НЫ.М нерегулируемым преобразователем. В этих схемах стабилизатор чаще включается со стороны источника питания (рис. 3.30). Достоинство такого -включения - возможность создания многоканального ИВЭП с общим регулятором. Однако точно стабилизировать можно выходное напряжение только одного канала, остальные каналы будут иметь большую нестабильность, так как возмущения со стороны нагрузок этих каналов будут лишь косвенно отражаться на величине управляющего воздействия. При жестких требованиях к стабильности напряжения на выходе всех каналов применяется схема с общим нерегулируемым преобразователем и стабилизаторами в каждом выходном канале (рнс. 3.31).

Часто в маломощных каналах используются стабилизаторы непрерывного



действия. В. таких структурах тмлульсные стабилизаторы могут быть как повышающего, так и понижающего типов, поскольку необходимые затраты элементов и их объем практически одинаковы для обеих схем. Предпочтение схеме понижающего стабилизатора инолда отдается только лотому, что она лучше освоена разработчиками п силовые ключи можно использовать одновременно как элементы,ко.ммутации ИВЭП или отдельных каналов.


Рис. 3.30. Схема стабилизирующего преобразователя напряжения с входным импульсным стабилизатором

Два нерегулируемых двухтактных преобразователя, объединенные по выходным обмоткам, как показано на рис. 3.32, могут рассматриваться как система с фазовым регулированием, если обеспечена их синхронизация внешними сигналами одинаковой частоты с управляемой временной задержкой между синхроимпульсами, управляющими различными преобразователями. В таких "схемах силовой дроссель включается со стороны нагрузки. В результате наложения выходных напряжений прямоугольной формы на выходных концах вторичных обмоток силовых трансформаторов образуются двуполярныв импульсы напряжения, длительность которых зависит от фазового сдвига сии-


Рис. 3.31. Схема стабилизирующего преобразователя напряжения с выходным

импульсным стабилизатором

хросигналок, и результирующий коэффициент импульсного заполнения будет определяться из выражения

cцнxp

где Тспнхр - время задержки синхросигнала ведомого преобразователя.

Ui О

+ 0-

Рис. 3.32. Стабилизирующий преобразователь напряжения с фазовым регулированием

TfiZ

Сигнал оВратнай. связи.

Напряжение такого же вида может быть получено и при непосредственной модуляции длительностей включенных состояний транзисторов преобразователя с внешним управлением (рнс. 3.33). Однако (в отличие от предыдущей структуры) для уменьщения подмагннчиваиня сердечника трансформатора к этой схеме необходимо обеспечить идентичность двух широтно-модулпрованных импульсных последовательностей, что вызывает определенные трудности при реализации таких схем.

-fO-


Рис. 3.33. Схема стабилизирующего преобразователя напряжения с регулируемым коэффициентом заполнения 4-60 57



0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 [15] 16 17 18 19 20 21 22 23 24 25 26 27 28 29 30 31 32 33 34 35 36 37 38 39 40 41 42 43 44 45 46


0.0164