Главная Источники вторичного электропитания - часть 1



Последнее справедливо, так как Кос выбирается из схемотехнических ограничений в пределах 0,1 - 1, а /Ср должен быть достаточно большим, чтобы обеспечить требуемую стабильность:

8Kyp + SUu - 8U„+-bRn-~ Sr-

Ah Rh

/Сое 8Un - bK.

(3.79)

-8U,

Выражение (3.79) является основным при расчете статической точности стабилизатора; оно позволяет выбрать параметры системы таким образом, чтобы обеспечить заданную точность.

3.7. Управление по входному возмущению

Изменение напряжения питания изменяет усиление широтно-импульсного усилителя, что приводит к изменению коэффициента стабилизации и появлению дополнительной составляющей статической ошибки. Подавление пульсаций напряжения питания с помощью ООС в зависимости от их спектрального состава требует вполне определенной полосы пропускания импульсного усилителя, которая ограничена частотой ШИМ. Последняя, в свою очередь, ограничена энергетическими потерями в силовых цепях ИВЭП. Поэтому, если частота ШИМ, определенная из условий оптимального проектирования силовой части устройства, превышает частоту пульсаций напряжения питания менее чем в 20 - 30 раз, целесообразно использование методов управления по входному возмущению для стабилизации коэффициента передачи импульсного усилителя. Применение этих методов позволяет обеспечить инвариантность контура управления по отношению к возмущениям со стороны источника питания и снимает требования к расширению полосы пропускания, а следовательно, и к повышению частоты ШИМ.

Коэффициент усиления широтно-импульсного усилителя может быть определен как отношение напряжения питания к размаху линеаризующего пилообразного напряжения: /Сшим = n/t/m. Этот коэффициент определяет также отношение напряжения на нагрузке к разности между опорным напряжением и напряжением на нагрузке:

Для упрощения рассмотрения основных соотношений принимаем коэффициенты передачи остальных звеньев контура стабилизации равными 1. Тогда

Условием инвариантности по отношению к изменениям U„ будет равенство нулю полного дифференциала dUn:

Так как U„Um и Uo¥=0, то, переходя к конечным приращениям, можно записать

UmUUUm ИЛИ AUJU=AUJU,. Полученное условие выполняется при Um=CU„, если С - константа, т. е. при любых /(шим или Кст.

Таким образом, чтобы устранить влияние возмущений напря« жения питания на выходное напряжение, необходимо обеспечить пропорциональное изменение линеаризующего напряжения по отношению к напряжению питания. Если в тракте прямой передачи имеется какое-либо звено (усилитель или делитель напряжения), то оно также может быть использовано для достижения инвариантности по условию

= const.

при [/т = const ЭТО значит, что Кур должен изменяться обратно пропорционально U„.

На практике для управления /Сшим по входному возмущению можно использовать генераторы пилообразного напряжения с амплитудой, пропорциональной напряжению питания стабилизатора.

Для инвариантности стабилизатора к изменениям входного напряжения необходимо определенное согласование уровней опорного напряжения, пилообразного напряжения линеаризации и на-


Рис. 3.60. Временные диаграммы, поясняющие соотнощения между опорным напряжением, пилообразным напряжением, изменяющимся по амплитуде, и напряжением на нагрузке (а) и между импульсными напряжениями на входе сглаживающего фильтра, изменяющимся по амплитуде и длительности, и напряжением на нагрузке (б)



пряжения на нагрузке. Один из возможных вариантов взаимного расположения этих напряжений показан на рис. 3.60,а. На рис. 3.60,6 показаны формы напряжения на входе сглаживающего фильтра при различных уровнях напряжения питания и соответственно изменяющейся длительности импульсов этого напряжения. При этом среднее значение напряжения на входе фильтра остается постоянным независимо от изменения напряжения питания стабилизатора.

3.8. Устойчивость режима стабилизации напряжения

Импульсные стабилизаторы напряжения и стабилизирующие импульсные преобразователи напряжения представляют собой замкнутые системы автоматического регулирования с глубокой отрицательной обратной связью. По режиму работы силовой части в виду характеристик функциональных узлов они относятся к классу нелинейных импульсных устройств с переменной структурой. Сложность электрических процессов в этих устройствах требует использования соответствующих расчетных методов для обеспечения устойчивости таких систем и выбора корректирующих звеньев в контуре регулирования.

Однако если рабочая частота широтно-импульсной модуляции существенно выше частоты среза амплитдно-частотной характеристики разомкнутого контура (й)р> 15соср), то систему можно рассматривать как непрерывную и практически линейную. В этом случае логарифмическая частотная характеристика разомкнутой системы для обеспечения устойчивости и получения удовлетворительного переходного процесса должна иметь ©ид, изображенный на рис. 3.61.

Значение Кр определяется по формуле (3.79), исходя из необходимой статической точности. Однако ,при отсутствии цепей коррекции, т. е. 1при безьшерциои-ной обратной связи, ЛАХ разомкнутой системы будет определяться только ЛАХ сглаживающего фильтра.

Рис. 3.61. Желаемая ЛАХ контура ре- Р" "" система с одно-гулировання. Частота при L(a))=0 есть звенным сглаживающим шср фильтром может оказаться

на границе устойчивости, а с многозвенными фильтрами - неустойчивой. Для обеспечения устойчивости используются корректи-рующие цепи, формирующие желаемую ЛАХ. При этом соотношения частот и наклоны участков характеристики должны быть такими, как показано на рис. 3.61, причем coplSOcoi. 124


Достоинством квазинепрерывного линейного представления является возможность использования достаточно простого аппарата линейной теории автоматического регулирования для анализа и синтеза системы. Основной недостаток такого подхода заключается в сул<ении полосы пропускания контура регулирования при ограничении по сор или увеличении сор по сравнению с оптимальным значением, если задана полоса пропускания. Последнее приводит к увеличению частотных потерь, снижению КПД. По линейным методам расчета систем автоматического регулирования .имеется обширная литература, и поэтому здесь они подробно не излагаются.

Находят также применение методы расчета, основанные на рассмотрении периодических импульсных процессов. В данном параграфе изложен аналитический метод расчета динамических свойств таких систем второго порядка, т. е. с однозвенным LC-фильтром.

Расчет динамических характеристик ИСН с однозвенным фильтром может быть выполнен по результатам анализа установившегося режима системы с неизменной непрерывной частью 2-го порядка.

Определенные из расчета силовой части устройства значения L и С сглаживающего фильтра позволяют найти отношение круговой частоты коммутации к резонансной частоте фильтра:

К, = 2л f/coo== 2л fKLC: (3.80)

В [37] были получены значения граничной амплитуды внешнего периодического сигнала различной формы, обеспечивающие устойчивость От уст. Под всличиной Um понимается относительная амплитуда, определяемая из выражения

U=Uj{U,,,,Koc), (3-81)

где Um - абсолютная величина амплитуды пилообразного напряжения; /Сое - коэффициент передачи непрерывной части системы от выхода преобразователя до входа ШИМ.

Выражение, определяющее границу устойчивости для различных форм внешнего сигнала при /Сз-1, имеет вид

и,р=л/2К15/К1- (3.82)

Для расчетов при любых значениях Кз

+ (3.83)

Um гр -

При любой форме сигнала для режима непрерывного тока можно использовать зависимость (3.83), а при работе ИВЭП в диапазоне /(з = о,5-ь1 применить для расчета границы устойчивости соотношение (3.82).

Для реальных условий работы при наличии больших отклонений от установившегося режима различными методами иссле-



дований установелно, что значение Оттр, определенное из (3.83), должно быть увеличено в 5-10 раз.

Значение Um, требуемое для обеспечения заданных коэффициентов стабилизации и сглаживания (Umcr), определяется при Кз= 1:

[/ет=[2(Х„.расч-1)]

(3.84)

.гр

где /Сст.расч - определяется наибольшей из значений /Сет г

Таким образом, в результате проведенных расчетов получаются два значения относительной амплитуды пилообразного сигнала: Um уст и Um сг- Если UmycT<UmcT, ТО при выбранном большем значении амплитуды проектируемый преобразователь при гарантированной устойчивости обеспечивает требуемую стабильность напряжения и подавление входных пульсаций. При обратном неравенстве амплитуда периодического сигнала, найденная из условия устойчивости, не обеспечивает требуемой стабильности или при сигнале, определяемом для обеспечения стабильности и подавления входных пульсаций, преобразователь окажется неустойчивым.

В последнем случае путем увеличения относительной частоты переключения /Сщ (что эквивалентно увеличению либо /, либо произведения LC) можно всегда достичь желаемых показателей ИВЭП по стабильности и подавлению входных пульсаций при одновременном обеспечении устойчивости режима работы. Однако увеличение f или LC нежелательно, поскольку ранее эти параметры были найдены из условия получения оптимального в смысле массы и объема ИВЭП.

Значение /С можно изменить в нужном направлении, введя дополнительные звенья коррекции. Суть коррекции состоит в формировании частотной характеристики непрерывной части преобразователя таким образом, чтобы она соответствовала характеристике некоторого эквивалентного фильтра 2-го порядка, обеспечивающего требуемое значение /С. При таком подходе значение /Сф кор для скорректированной системы определяется по рассчитанному значению Um ст Для. рассматриваемого случая такая коррекция может быть получена, например, при введении в цепь обратной связи двух апериодических звеньев (рис. 3.62), элементы которых рассчитываются из выражений

Ri кор =

.2+ /? + /?з

р со корр

Ькорр- 2п/

При этом ПОД относительной амплитудой внешнего периодического сигнала модулятора следует понимать

Um - im (Rx + RsmUsu. Кос Rs),

где Um - абсолютное значение амплитуды пилообразного сигнала в модуляторе; Кос - коэффициент передачи цепи обратной связи без учета цепей коррекции. Приведенные соотношения верны, если исключено взаимное влияние корректирующих звеньев. Для этого звенья. можно включить, например, на выходе LC-фильтра и выхода УПТ.

f/K звено 1

1,1 к

19 к

0.05 I


зввног

8,2 к


3,9 к

<»J < 3

Рис. 3.62. Схема включения корректирующих устройств в импульсном преобразователе напряжения с однозвенным фильтром

На рис. 3.62 показана схема включения корректирующих устройств в схеме управления. Индуктивно-емкостный фильтр имел следующие параметры: L = 0,135 мГн; С==300 мкФ; «0=4980 сК Частота переключения выбрана равной 25 кГц. Таким образом, расчетный коэффициент /Co,=31,5.

Включение двух апериодических звеньев, показанных на рис. 3.62, с выбранным коэффициентом /Сакорр=60 позволило использовать меньшую относительную амплитуду периодического сигнала, что привело к увеличению коэффициентов стабилизации и сглаживания. Результаты экспериментов показаны в табл. 3.2.

Таблица 3.2

Параметр

Стабилизатор без коррети-рующкх звеньев

Стабилизатор с корректирующими звеньями

1 гр От

31,5

0,0056 0,058

11,1

0,0014 0,012

22,2

Расчет стабилизатора после определения частоты переключений f, параметров фильтра L С, требуемых коэффициентов сглаживания входных пульсаций Sbi.пульс и стабилизации Кст проводится в следующем порядке:

1. Определяем /Сст.расч КаК наибольшее из значений Sbi п и /Сст.гр.

2. Определяем От уст= (PLC)-.

3. Определяем От ст= [2(/Сст.расч-1)]-.



0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 [20] 21 22 23 24 25 26 27 28 29 30 31 32 33 34 35 36 37 38 39 40 41 42 43 44 45 46


0.0099