Главная Источники вторичного электропитания - часть 1



нагрузки, спектр которых намного шире полосы пропускания УПТ стабилизатора. Трудно предположить, что по мере совершенствования полупроводниковых приборов это соотношение существенно изменится. В связи с этим для обеспечения заданного качества выходного напряжения необходимо применение достаточно эффективного емкостного накопителя. Поэтому при проектировании ycTpofiCTB этого типа необходим выбор оптимального сочетания емкости конденсатора на выходе стабилизатора и коэффициента передачи в цепи обратной связи. Иногда только увеличение емкости выходного конденсатора непрерывного стабилизатора позволяет обеспечить заданное качество, электрической энергии на его выходе.

В инверторах, работающих в классе В, необходимо обеспечить минимальный заданный коэффициент нелинейных искажений, стабильность амплитуды выходного напряжения при возмущениях со стороны источника питания и нагрузки. Основное внимание при проектировании устройств этого типа должно быть уделено получению достаточно линейного начального участка характеристик исходного усилителя, не охваченного отрицательной обратной связью (ООС), так как только в этом случае можно обеспечить устойчивую работу и качество выходного напряжения. При этом в полной мере могут быть применены методы теории автоматического регулирования (ТАР) для линейных непрерывных систем.

Одним из способов улучшения динамических свойств ИВЭП второго типа при одновременном уменьшении их массы является применение двух- и трехзвенных сглаживающих фильтров, имеющих более широкую полосу пропускания по сравнению с однозвен-ными фильтрами. Линейная симметричная характеристика устройств второго типа позволяет рассматривать задачи анализа и синтеза таких схем с помощью методов линейной ТАР, если обеспечено достаточно большое отношение периода собственных колебаний LC-фильтра к периоду широтно-импульсной модуляции. В инверторах, работающих в классе Д, кроме этого необходимо, чтобы период собственных колебаний фильтра был значительно меньше периода выходного синусоидального напряжения.

Большинство ИВЭП с выходным постоянным стабилизированным напряжением относится к третьему типу. Это обусловлено тем, что схемы с переменной структурой содержат минимальное число силовых полупроводниковых приборов и имеют более простую схему управления. Расчет динамических параметров таких устройств вызывает наибольшие трудности. В этих структурах не гарантирована безразрывность тока дросселя, а следовательно, однозначность регулировочных характеристик цепи прямой передачи. При больших возмущениях со стороны источника питания или нагрузки возникают состояния, при которых силовые транзисторы полностью запираются и выходное напряжение определяется свободным переходным процессом в цепи с изменяющимися параметрами.

>1

Следует отметить, что все типы ИВЭП с импульсным принципом регулирования обладают отрицательным входным сопротивлением, которое в сочетании с комплексным внутренним сопротивлением первичного источника питания и силовой сети создает условия для возникновения автоколебаний в этой системе устройств. Дифференциальное входное сопротивление определяется из выражения

что непосредственно следует из постоянства потребляемой мощности, т. е. из уменьшения потребляемого тока при повышении входного напряжения.

Таким образом, при проектировании ИВЭП необходимо решать задачи обеспечения статической точности, качества переходных процессов, устойчивости достаточно сложных систем автоматического регулирования. Решение этих задач упрощается (при неизменной частоте ШИМ и индуктивности дросселя) по мере увеличения емкости выходного конденсатора фильтра, но это противоречит принципам миниатюризации ИВЭП. Изложенные в гл. 3 методы позволяют обеспечить заданные динамические характеристики ИВЭП без дополнительного увеличения емкости конденсаторов фильтра.

1.6. Перспективы применения силовых полевых транзисторов в преобразователях электрической энергии

По мере перехода от НИР и создания уникальных конструкций к массовому производству и широкому применению транзисторных силовых устройств все острее ощущаются трудности решения ряда проблем, обусловленных характерными свойствами биполярных транзисторов:

малым коэффициентом передачи тока;

большим разбросом значений этого коэффициента с учетом технологических и температурных факторов;

необходимостью применения знакопеременного управляющего напряжения;

сильной внутренней обратной связью в транзисторе даже на низкой частоте;

малой областью безопасной работы из-за склонности транзистора, к Ky.\ty-ляции тока;

наличием весьма заметного времени рассасывания.

Эти свойства биполярных транзисторов приводят к тому, что в преобразовательных устройствах, имеющих, как правило, очень простую структуру силовых цепей, требуется большое количество достаточно сложных и мощных вспомогательных цепей, в которых необходимо организовать сложные процессы, обеспечивающие управление транзисторами и их защиту. Цепи управления и защиты выполняются различными способами, что привело к созданию множества известных схемных и конструкторских решений, создало объекты непрерывных дорогостоящих исследований.

Недостатки биполярных транзисторов настолько существенны, что нельзя считать случайным появление силовых полевых транзисторов. Силовые МДП-транзисторы с горизонтальным каналом не могут найти широкое применение



в ИВЭП из-за высокого выходного сопротивления, обусловливающего низкие значенпя КПД устройств. Силовые МДП-транзисторы с вертикальным каналом, в которых сочетаются малое выходное сопротивление, высокая крутизна и хорошие частотные свойства, являются весьма перспективными силовыми полупроводниковыми приборами, дающими новые возможности развитию ИВЭП.

Рассмотрим кратко основные свойства силовых МДП-транзисторов и некоторые возможности их применения в ИВЭП.

Выходные характеристики МДП-транзисторов в определенном диапазоне напряжений сток - исток Uлинейны, так как определяются только омическим сопротивлением канала (рис. 1.5,а). Линейность выходного сопротивления сохраняется при изменении направления тока стока /с на обратное до тех пор, пока не начнет проводить ток диод сток - исток Дси , т. е. до Ucn = (0,5-г-0,6) В. В некоторых случаях диод Дсц может быть использован, но если сохранять высокое быстродействие МДП-транзистора, то не следует допускать возникновение прямого тока этого диода. Тогда МДП-транзистор является быстродействующим переключателем с линейной симметричной выходной характеристикой до напряжений I f/си I = (0,5ч-0,6) В, что при современном состоянии МДП-транзисторов с вертикальным каналом соответствует токам стока до 20 А. Параллельным включением транзисторов этот ток может быть почти неограниченно увеличен.

-0,5 В

/ 1

/ /1

у 1



Исток

Рис. 1.5. Статические характеристики (а, б) и упрощенная эквивалентная схема выходной цепи МДП-транзистора с индуцированным каналом (в)

Области безопасной работы. Положительный температурный коэффициент выходного сопротивления МДП-транзистора препятствует кумуляции тока в каналах МДП-структуры, что способствует расширению областей безопасной работы. У ряда серийных современных МДП-транзисторов область безопасной работы характеризуется сочетанием максимального (по ТУ) тока стока с максимальным напряжением сток - исток при допустимой дли-22

тельности этого состояния до 10 мкс. За один такой цикл энергия, выделяемая в каналах транзистора, достигает (1-3)-10- Дл<, что на несколько порядков превышает допустимую энергию для аналогичных по току и напряжению биполярных транзисторов.

Характеристики вход - выход изображены на рис. 1.5,6. Современные силовые МДП-транзисторы, как правило, имеют индуцированный канал, и поэтому характеристики /с(зи ) имеют пороговое напряжение На, позволяющее применять для управления транзистором однополярное напряжение сигнала. При значительных напряжениях сток - исток выходные характеристики почти горизонтальны и в этой области (для полевых транзисторов - область насыщения) транзистор однозначно характеризуется крутизной S = dIc/dU3i.j . В линейной области (аналогично режиму насыщения биполярного транзистора) крутизна характеристик зависит от напряжения сток - исток и более однозначной является зависимость выходного сопротивления от напряжения затвор - исток. Однако при заданном напряжении Uqu также удобно пользоваться статическим Sct или дифференциальным 5диф значением крутизны. Тогда требуемое значение напряжения затвор - исток определяется из выражения

ЗИ=0 +5диф. или 3H = V5cT-

(1.1).

Входное сопротивление МДП-транзистора является емкостным, как у электронной лампы. Статическое входное сопротивление практически равно бесконечности. При переменном напряжении сигнала и при переключениях следует учитывать три нелинейные емкости в эквивалентной схеме транзистора: затвор- исток С; сток - затвор С; сток - исток С. Емкость сток-• затвор создает отрицательную обратную связь по напряжению (эффект Миллера). Емкость затвор - исток является входной: С=Свх. В первом приближении (пренебрегая обратной связью через емкость С ) управление транзистором сводится к изменению заряда входной емкости так, чтобы напряжение t/gpj изменялось на величину, определяемую (1.1). Для эгого во входной цепи должен протекать ток, и поэтому входное сопротивление станет конечным.

Коэффициенты передачи тока. Схема управления силовым МДП транзистором с индуцированным каналом (рис. 1.6) содержит источник Напряжения Ui и ключи Kai и Кл2. При замыкании Kai протекает зарядный ток и напряжение затвор - исток достигает значения Ui; при размыкании к/if

Кл1 и замыкании Кл2 протекает разрядный о-

ток и напряжение затвор - исток уменьшается до 1нуля. Полагаем, что зарядный и разрядный токи заданы, причем /зар = = /разр. Тогда

зарзар-СвхЗИ = вх1» (1-2) Рис. 1.6. Схема управ-

ления МДП-транзисто-

где Гзар - длительность импульса зарядно- ром с индуцированным го тока. каналом



Учитывая, что f/g =/c/Sct, получаем

Лар зар = вх/ст! Пар Свх -зар- (1.3)

Коэффициент передачи тока, равный отношению зарядного тока к току стока, однозначно определяется произведением длительности импульса зарядного тока на величину д8ст/Спх, называемую добротностью транзистора. Из (1.3) очевиден физический смысл добротности: величина, обратная добротности, есть такая длительность импульса зарядного тока, при которой /зар = /с, т. е. коэффициент передачи тока транзистора равен единице. Обозначив Гзар1 = Свх/5ст, получаем

1 зар/зар 1-

Значение q для современных МДП-транзисторов может составлять 3.101/c. Тогда Гзар1 = 0,33 не. При 7зар=100 не коэффициент передачи тока будет равен 300. Это значит, что транзисторные ключи в схеме управления должны обеспечивать импульсный ток, равный 1/300 тока нагрузки. Если же допустить Тзар=1 мкс, токоэффициент передачи тока МДП-транзистора возрастает до

Значение коэффициента передачи тока согласно (1.3) не характеризует всех требований к цепи управления. Ток /зар потребляется импульсами только при отпирании транзистора. Средний ток; потребляемый входной цепью МДП-транзистора от источника Ui, имеет совершенно другое значение. Поэтому необходимо введение коэффициента передачи среднего значения тока как отношения среднего значения тока стока к среднему значению тока в цепи управления:

Ki ср = /с ср/зар.ср-

Полагая /сср = /с/(з, /зар.ср = /зар7зар/7, получасм

Kicp = qTK, = KsT/T,,„ (1.4)

где Кз - коэффициент заполнения на частоте ШИМ; Т - период коммутации на частоте ШИМ. При Гзар1 = 0,33 не, 7=10 мкс (/ = = 100 кГц), Кз = 0,8 получим /С/ср=24 000.

Приняв /с=15 А и /(3 = 0,08, получим /сср=12 А. При этом цепь управления должна обеспечивать импульсный зарядный и разрядный ток 15 000/300 = 50 мА; среднее значение потребляемого тока от источника 12 000/24 000=0,5 мА,

Мощность в цепи управления. Эта величина определяется как произведение среднего зарядного тока на напряжение Ui:

vnp = зар зар fl/", ИЛИ Рупр = Свх \ f •

При Ui = Q В получаем Рпотр = 3 мВт. Эта активная мощность полностью превращается в тепло во внутренних сопротивлениях 24

ключей Кл: и Кл2 во время протекания зарядных и разрядных токов.

Задержки переключений. Пороговое напряжение на характеристике вход - выход определяет задержку включения как время, в течение которого возрастающее напряжение затвор - исток достигнет значения Uq. Задержка выключения определяется временем, в течение которого уменьшающееся напряжение затвор - исток достигает значения /с/5ст. Выходная цепь транзистора запирается раньше окончания разряда емкости Свх.

Параллельное включение МДП-транзисторов. Для равномерного распределения токов между параллельно включенными транзисторами в первую очередь необходимо равенство пороговых напряжений. Желательно, чтобы был достаточно малым разброс дифференциальной крутизны транзисторов, хотя он может быть уменьшен введением обратной связи по току (например, R в цепях истоков).

Если параллельное включение п МДП-транзисторов применяется для пропорционального увеличения тока нагрузки, то результирующая входная емкость и статическая крутизна увеличиваются также в п раз, добротность транзисторной сборки остается равной добротности одного транзистора и остаются неизменными коэффициенты передачи тока.

Если параллельное включение п МДП-транзисторов применяется для уменьшения их результирующего выходного сопротивления при заданном токе нагрузки, то при неизменном напряжении затвор - исток отношение суммарного тока стоков к напряжению затвор - исток (т. е. статическая крутизна) не изменяется. Поэтому добротность сборки уменьшается в п раз, уменьшаются также и коэффициенты передачи тока. Возможны также любые промежуточные между двумя указанными варианты режимов параллельно включенных транзисторов.

МДП-транзистор как силовой ключ. Современные силовые МДП-транзисторы с вертикальным каналом характеризуются, например, допустимым TOKOiM до 30 А и напряжением 100 В или током 3-5 А и напряжением 1000 В. Выходное сопротивление МДП-транзисторов не превышает такового у биполярных транзисторов при одинаковой площади кристалла. Статическая крутизна равна (2-3) А/В, входная емкость измеряется сотнями пикофа-рад, добротность достигает 3•101/c.

Из приведенных выше расчетов очевидно, что мощность в цепях управления МДП-транзисторами требуется на несколько порядков меньше по сравнению с биполярными. Это открывает возможности унификации схем управления в виде специализированных полупроводниковых микросхем и способствует повышению КПД устройств преобразования энергии. Отпадает необходимость в составных структурах и сложных устройствах автоматического регулирования тока базы.

МДП-транзисторы позволяют повысить частоту коммутации в силовых устройствах до сотен килогерц при сохранении большого



0 1 2 [3] 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21 22 23 24 25 26 27 28 29 30 31 32 33 34 35 36 37 38 39 40 41 42 43 44 45 46


0.0127