Главная Источники вторичного электропитания - часть 1



приближенно индуктивность дросселя на сердечнике с известной Максимальной габаритной мощностью рассчитывается по формуле

1. макс макс з.мин 2J5. \ q-6 Yh

После этого определяются максимальный ток дросселя и его действующее значение:

4 макс = /н + 0,5 макс-нз

L,= j/p„-f-1ЛЛ =7,45 А, где А/=

(1,макс-н)/С

з.мин

= 2,33мм2; 1Г=?!1! = 63;

4 5пр

Иг- /""t -85; 1,25-10-6 Г/м.

макс "0

Необходимое сечение обмотки обеспечив-ается четырьмя проводами fi?=0,86. Необходимым значением магнитной проницаемости обладает кольцо из альсифера ТЧ-90П (ГОСТ 8763-58). Поверочный расчет индуктивности при определенных

L= ttVioSc 325-10-6 Гн.

Это значение индуктивиости принимается за расчетное .начальное, так как в силу нелинейности характеристики намагничивания магнитодиэлектриков при В-Вщ щх магнитная проницаемость заметно уменьшается. При расчетах следует пользоваться усредненным значением индуктивности L*.

Конденсатор фильтра рассчитывается исходя из заданного уровня пульсаций на вы.ходе преобразователя после определения амплит}ды первой гармоники тока дросселя:

lLf= =0,52А;

2пК, (1-/Сз)

Сф =

200-10-6ф.

С учетом изменения емкости и тангенса угла потерь конденсаторов в зависимости от частоты и температ)фы выбираем для фильтра конденсаторы типа К52-1Б-100 мкфХ35 В в количестве 5 шт.

Сердечник трансформатора питания выбирается исходя из необходимой габаритной .мощности по табл. 3.1. Выбираем сердечник М2000НМ-1-К40Х25ХИ ГОСТ П141-71. Далее рассчиты-182

вается число витков на вольт напряжения для данного сердечника:

= (4/p.S,5J->= 0,87:1.

Число витков первичной обмотки Wi=Ucu}iu/2U=92, а также обмоток W2=W2=Wil33\. Допустимая среднеквадратическая плотность тока определяется по формуле (3.65): /д = 3,4 А/мм.

Принимаем, что действующее значение тока вторичных обмоток равно действующему значению тока дросселя: /2д = /ьд, а /1д = =ьд1п. После этого определяем сечения проводов обмоток 5npi = = 0,73 мм; 5пр2 = 2,2 мм.

Максимальное значение тока, протекающего через силовые транзисторы, /т.макс = /ь макс г = 2,9 А; ток намагничивания не учитывается.

С учетом сравнительно большой мощности преобразователя выбираем транзистор КТ828, у которого допустимый коммутируемый ток равен 5 А. Для обеспечения запаса по предельным режимам силовых транзисторов применяем параллельное включение двух транзисторов КТ828. Максимальный ток, протекающий через один транзистор, не будет превышать 1,5 А.

Расчет базовых цепей силовых транзисторов. Особенностью транзисторов КТ828 является сравнительно низкий коэффициент передачи тока (/i2i3 = 2,25). Поэтому с учетом насыщения транзисторов необходимо обеспечить ток базы /б не менее 1,5/к.макс/2,25. Для рассчитываемого преобразователя /б.мин = 2 А. Для обеспечения надежного отпирания транзистора в цепи базы необходимо иметь источник напряжения с ЭДС не менее 4 В. Таким образом, сопротивление ограничительного резистора может быть определено из выражения

Выбор выпрямительных диодов. Из имеющихся диодов наилуч-шихм сочетанием параметров обладают кре.мниевые диоды типа 2Д213.

Суммарный выходной ток превышает предельно допустимый для одного диода, поэтому выбираем количество диодов в одном плече двухполупериодного выпрямителя исходя из нагрузки 3-4 А на один диод (для уменьшения потерь и обеспечения запаса в случае неравномерного распределения токов между выпрямительными диодами Лд = /ь макс/3,0~3).

4.9. Преобразователь напряжения мощностью 225 Вт для заряда накопительных конденсаторов

Основные параметры преобразователя:

Напряжение питания.......... 200-220 В

Емкость конденсатора . . , . .....100 мкФ



Частота питающего напряжения, Гц...... 50-1000 Гц

Частота .преобразования........ 12 5 Гц

Частота разряда конденсатора........ 2 Гц

Напряжеиие иа конденсаторе........ 1 5 «В

Удельная мощность...... 025 кВт/дм

Низкочастотная составляющая потребляемого тока, -hoi

™.............: : 2%

Преобразователь построен по структурной схеме, показанной на рис. 4.16. В схеме используется отрицательная обратная связь по потребляемому току, и поэтому такое зарядное устройство потребляет из сети неизменный ток.


Рис. 4.16. Структурная схема преобразователя напряжения для заряда конденсаторов:

7-задающий генератор; 2, 3 - ШИМ; 4, 5 - конъюнкторы; 6, 7 - (-триггеры- 8 «-усилители мощности; W - компаратор; - формирователи тактирующи.х импульсов 12 - фа-зовый детектор; 13 - сумматор; 14 - магнитный пояс

Мощность, потребляемая преобразователем от сети, определяется по формуле

нотр

- разр /разр -

Смакс 1,52. 10». 100-10--2

= 225 Вт,

где и с макс - максимальное напряжение на конденсаторе; IFpasp - энергия разряда конденсатора; /разр - частота следования разрядов.

В устройствах заряда накопительных конденсаторов частота переключений силовых транзисторов на 3-5 порядков выше частоты разряда конденсаторов, поэтому при анализе работы такого преобразователя можно считать напряжение на накопительном конденсаторе за одни период переключения транзисто-)ов постоянным.

Средний ток заряда .конденсатора будет постоянным:

В конце заряда конденсатора при условии работы дросселя на границе разрывного тока, когда /Сз->-1,

/ьмакс=2/зар Сз = 0,33 А.

Диоды выпрямительного моста должны быть рассчитаны на ток 1ь макс Требуемая индуктивность дросселя для работы на границе разрывных токов при ма.кси.чальиом Къ-\ определяется по фор.муле

и,-и

С макс

1,5-103.0,05

= 3-10-3

2/р/ьмакс 2.12,5.103.0,33

где С/2= (l,05-=-l,l)it/c маис-амплитуда напряжения на вторичной обмотке трансформатора.

Максимальный ток коллекторов силовых транзисторов будет в п раз больше максимального тока дросселя, где /г = 62/f/n. мин - коэффициент трансформации трансформатора питания.

В остальном расчет преобразовате«тя проводится по аналогии со стабилизированными преобразователям.и.

На рис. 4.17 приведена схема силовой части зарядного устройства.

9 -ЗОВ Un 9+ ""


Рис. 4.17. Схема силовой части импульсного преобразователя напряжения

Для обеспечения «мягкого» запуска зарядного устройства наименьший /Сз. должен быть менее 1-т], где т] - КПД зарядного устройства. При высоких КПД зарядного устройства Кя должен изменяться в весьма широком диапазоне (0,05-0,95).

Работа преобразователя с большим динамическим диапазоном изменения Кп создает нерегулярный характер перемагничивания сердечника силового трансформатора преобразователя, что может приводить к глубокому кратковременному одностороннему насыщению сердечника трансформатора и выходу силовых транзисторов пз строя. Обычные методы симметрирования перемагничивания сердечника трансформатора питания в этой ситуации оказываются беспо-



лезньши из-за большой инерционности. Предотвратить такое насыщение сердечника и защитить транзисторы от перегрузки позволяет выбранная схема с непрерывным контролем режима перемагничивания трансформатора питания.

ГЛАВА 5 ТРАНЗИСТОРНЫЕ ИНВЕРТОРЫ

Транзисторные инверторы предназначены для преобразования энер1ии постоянного, напряжения (тока) в энергию переменного напряжения (тока). По принципу действия, назначению, условиям работы конкретные практические схемы инверторов весьма разнообразны. Однако в любом случае в состав инвертора с синусоидальным выходнььм напряжением входят силовой каскад, выходной фильтр и схема управления.

При проектировании инверторов решаются два основных вопроса, специфических для этого класса устройств:

определение закона формирования имнульсного напряжения, аппроксимирующего синусоидальное;

выбор структуры и параметров выходного фильтра, обеспечивающего заданное подавление всех гармоник, кроме основной.

В названии инвертора необходимо отразить закон формирования импульсного напряжения на выходе силового каскада (на входе фильтра). Поэтому в литературе применяются следующие определения:

инвертор со ступенчатым напряжением - инвертор, в котором на входе выходного фильтра (или на нагрузке при отсутствии фильтра) формируется ступенчатое напряжение;

инвертор в режиме Д или в режиме ШИМ (широтно-импульс-ной -модуляции) - инвертор, в котором длительность импульсов пропорциональна мгновенному значению напряжения эталонной * функции. При этом частота импульсов (несущая) !постоянна и во много раз превышает максимальную частоту эталонной (модулирующей) функции;

инвертор в селективном режиме ШИР (широтно-импульсном регулировании) - инвертор, в котором длительность всех импульсов одинакова и пропорциональна действующему (или среднему) значению эталонной (модулирующей) функции, а их совокупность обеспечивает селективное подавление заданных гармоник во всем диапазоне регулирования.

Инвертор в третьем импульсном режиме - инвертор, в котором на входе выходного фильтра (или на нагрузке при отсутствии фильтра) формируется один импульс за полпериода.

В данной главе рассматриваются маломощные стабилизированные инверторы с вы.ходным напряжением, близким к синусоидальному. 186

5.1. Периодические несинусоидальные функции

Выходное напряжение инвертора может быть достаточно близким по форме к синусоидальному. Качество выходного напряжения принято оценивать интегральными критериями.

1. Коэффициент несинусоидальности (ГОСТ 23414-79) - отношение действующего значения напряжения (тока) первой гармоники « полному действующему значению напряжения (тока):

Kn = Ui/U. (5.1)

Для синусоидального напряжения /(н = 1.

2. Коэффициент гармоник (ГОСТ 16465-70), коэффициент искажения синусоидальности кривой напряжения (ГОСТ 23875-79) - отношение средне-квадратического напряжения (тока)-суммы всех высших гармоник - к среднеквадратическому напряжению (току) первой гармоники:

" со -0,5 ;

S (5.2)

"=2... J /

или, используя равенство Парсеваля,

Kr=lUVU\-n-- (5.3)

Для синусоидального напряжения /(=0. Коэффициент несинусоидальности выражается через коэффициент гармоник:

Л:н = (1-Ь/СМ~°- (5.4)

В процессе проектирования инвертора приходится сравнивать различные синтезированные дискретные напряжения, поступающие с выхода силового каскада на вход фильтра. Формы этих напряжений существенно отличаются от синусоидальной. Поэтому применять «нтегральные критерии для сравнительной оценки аппроксимирующих напряжений нецелесообразно. Для сравнительной оценки качества напряжения, аппроксимирующего синусоидальное, на выходе силового коммутатора (на входе фильтра) необходимо пользоваться коэффициентом режекции гармоники.

Коэффициент режекции гармоники - отношение действующего значения первой гармоники напряжения (тока) к первой учитываемой низшей из высших гармонических составляющих, умноженное на квадрат номера учитываемой гармоники:

K=NUJV. (5.5)

Для синусоидального напряжения Kn = °°-

Используя коэффициент режекции гармоники несинусоидалыюго периодического напряжения, подведенного ко входу фильтра, можно определить приблизительное значение требуемого произведения индуктивности на емкость од-нозвенного фильтра при задангюм коэфф1Щиенте гармоник на выходе фильтра с помощью соотношения

0)2 LC =

1 + г.вых;

(5.6) 187



0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21 22 23 24 25 26 27 28 29 [30] 31 32 33 34 35 36 37 38 39 40 41 42 43 44 45 46


0.0126