Главная Источники вторичного электропитания - часть 2



сти при быстрых изменениях к нарушению режима стабилизации в йен. Устранить недостаток можно дополнительным включением транзистора VT, стабилитронов VD, и VDg, конденсатора С, и резисторов Rg-Re (как показано на рис. 8.8, б). В этой схеме формирование линейно-изменяющегося напряжения нарастающего вида происходит следующим образом. В интервалах времени между импульсами «2 (рис. 8.9, б) конденсатор С, периодически заряжается от (У до до (tno + 2t/m 3,,) через резистор Ri от источника напряжения, выполненного иа стабилитроне VDg и резисторе Rg-В кратковременные моменты воздействия импульсов и, на базу транзистора VT он открывается и- конденсатор мгновенно разряжается до Uao через резистор Ri, стабилитрон VD, и переход коллектор-амиттер насыщенного транзистора. Применение стабилитрона VDg и режима быстрого перезаряда конденсатора дифференцирующей цепи позволяет исключить влияние и (/доп иа параметры «з.г-

При наличии источника одиополярных импульсов напряжение снихронизацин может быть сформировано простейшей /?С-цепью (рис. 8.8, в). В этом случае напряжение «зг имеет треугольную форму (рис. 8.9, в), при которой происходит модуляция фронта и среза управляющих импульсов.

К недостаткам схем иа рис. 8.8, а-в относится обязательное наличие источника двуполярных или одиополярных импульсов и. Этого недостатка лишены схемы на рис. 8.8, г, д, которые работают в автоколебательном режиме при питании их постоянным напряжением (Уц. В схеме на рис. 8.8, г для получения автоколебаний применяются операционный усилитель DA (например, 153УД1), резисторы Ri-Ri и конденсатор С. Осциллограммы напряжений для этой схемы приведены на рис. 8.9, г. В течение времени О-напряжение «вх иа неннвертирующем входе усилителя больше иапряжеиия иа конденсаторе С, которое приложено к инвертирующему входу усилителя и является выходным напряжением Ug.p генератора. В это же время происходит заряд конденсатора через резистор Rb, который вместе с R через выходной транзистор усилителя подключен к минусовой шине В момент времени fx, когда «зр начинает превышать «вх. выходное напряжение усилителя Оых резко спадает до нижнего уровня. Происходит скачкообразное уменьшение напряжения «вх и начинается разряд конденсатора до Ua вхо-Начиная с момента времени Т, когда происходит переключение операционного усилителя и его напряжение Мвых возрастает до верхнего уровня, весь процесс повторяется.

В схеме ФСН на рис. 8.8, г синхронизацию можно осуществить подачей кратковременных импульсов положительной полярности "синхр и большей частоты иа ненивертирующий вход операционного усилителя через резистор Rg. Прн этом увеличиваются постоянный уровень Uaa (пунктирные линии на рис. 8.9, г) и частота напряжений.

В схеме на рис. 8.8, д содержатся почти все звенья схемы управления. Здесь делитель напряжения выполнен на резисторах Л, Rg, источник опорного напряжения •- R, VD, а функции сравнивающих элементов, усилителя рассогласования и задающего генератора выполняет симметричный мультивибратор (элементы R,- Rg, Ci, С„ VD,, VDg, VTi-VTi). Транзисторы VT, и VTg работают в линейном режиме и выполняют функцию регулирующих сопротивлений, от которых зависит длительность управляющих импульсов Иу1 и Uy,. Значения коллекторных токов VT, и VTg определяются выходным иапряжеяием «н стабилизатора,



На рис. 8.9, д приведены временные диаграммы изменения напряжений на конденсаторах Cj и (соответственно и «с2) и переходах коллектор-эмиттер транзисторов VT, VT. В течение времени 1-2 транзистор VT, открыт и конденсатор через резистор в. ДИ°Д и переход эмиттер-база VTi заряжается почти до у. Транзистор VT остается закрытым напряжением ui Д° пор, пока Ci полностью не разрядиться через Ri и переходы коллектор-эмиттер транзисторов VT и VTj. В момент времени 2 напряжение «с, надает до нуля, транзистор VTi открывается, а VT закрывается .напряжением и. Длительности импульсов Uyj и «2 определяются постоянной времени « Киззг и т, RnaCi, где Якэ2 и /?кэз - сопротивления переходов коллектор-эмиттер транзисторов VT и VT. Длительность нарастания фронта импульсов Uyi и Иуз зависит от Т3 = RCi и = RoC. Цепочки VD, R3 и VDs, Ri необходимы для защиты переходов эмиттер-база транзисторов VT, и VTi от пробоя импульсом напряжения.

В схеме с мультивибратором трудно осуществить синхронизацию; кроме того, при быстрых изменениях формирование необходимой длительности управляющих импульсов происходит с запаздыванием Тдап « 12/2 для Uyi и Тэап ,/2 для «уа Последний недостаток существенно затрудняет применение данной схемы при высоких частотах коммутации (до )00-200 кГц) регулирующего транзистора ИСН.

Схемы пороговых устройств (ПУ) для управления ИСН приведены на рис. 8.10. В качестве ПУ могут быть применены усилитель постоянного тока иа одном или двух транзисторах, операционный усилитель (ОУ), работающий в режиме компаратора, а также триггер. Для обеспечения высокой крутизны фронтон управляющих импульсов каждая схема содержит выходной транзистор (на рис. 8.10, б их два - vr, и VTi).

При использовании ПУ, показанных на рис. 8.10, б, в, в ИСН с ШИМ на один из входов подается «д.г, а на другой - усиленный сигнал рассогласования ву. Если ПУ применяется в релейных ИСН, то напряжение и.г заменяется на постоянное (резисторы R3, Ri иа ряс. 8.10, в). В схемах ПУ на рис. 8.10, а, г с одним входом сложение напряжений ву и u.j, осуществляется на резисторах R-При отсутствии «з.р свободный вывод резистора R соединяется с

минусовой шиной

Переключение транзистора VTi в схеме ПУ на рис. 8.10, " происходит в моменты равенства (бу + Ug ,.) w {Uct + эб) Применение в качестве ПУ дифференциального усилителя позволяет получить два выходных сигнала «п. yi и «п. уз» находящихся в противофазе по отношению друг к другу. Формирование фронтов выходного напряжения ПУ в схемах на рис. 8.10, б, в происходит при 8у « «зг, а в схеме иа рис. 8.10, г определяется входной характеристикой триггера (рис. 8.11), в котором прн Ву = О транзистор VT закрыт, а VT, открыт. При возрастании входного напряжения ДО напряжения срабатывания t/сраб триггера транзистор VT открывается, а VT закрывается. Обратное срабатывание триггера происходит при уменьшении входного напряжения до напряжения отпускания t/отп-

Проведем расчет схемы управления. Расчет делителя напряжения источника опорного иапряжения и усилителя рассогласования Проводится по формулам § 5.2.



"з.г

Л-»

4 1

«3.r


"3,r I-

/?5 «па

Рис. 8.10. Схемы пороговых устройств

Формирователь синхронизирующего напряжения. Исходными данными для выбора типа элемента и его расчета являются: постоянная составляющая (/„0 и амплитуда з.г напряжения синхронизации «3 f, напряжение питания 0, частота и сопротивление нагрузки У?„.ф.

Схема на рис. 8.8, а. Из условия обеспечения линейности синхронизирующего напряжения выбирается УтпУтзг- С учетом напряжения U„ „ выбирается тип полупроводникового диода мостового выпрямителя. Для уменьшения шунтирующего влияния * н.ф на напряжение Ug.,- принимается

/?2 - 0,1/?ц.ф и определяются R, и С


(с учетом неравенства п > пр +

Hix.ij

Ri Ri

Рис. 8.И. Входная характеристика триггера Шмитта

4/ (Ri-hRi)

{Jmn-Unp) R2 R1+R2

где (Уцр - падение напряжения на диодах выпрямителя VD.

Пороговое устройство. Исходными данными для выбора типа элемента и его



0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21 22 23 24 25 26 27 28 29 30 31 32 33 34 35 36 37 38 39 40 41 42 43 44 45 46 47 48 49 50 51 52 53 54 55 56 57 58 59 60 61 62 63 64 65 66 67 68 69 70 71 72 73 74 75 76 77 78 79 80 81 82 83 84 85 86 87 88 89 90 91 92 93 94 95 96 97 98 99 100 101 102 [103] 104 105 106 107 108 109 110 111 112 113 114 115 116 117 118 119 120 121 122 123 124 125 126 127 128 129 130 131 132 133 134 135 136 137 138 139 140 141 142 143 144 145 146 147 148 149 150 151 152 153 154 155 156 157 158 159 160 161 162 163 164 165 166 167 168 169 170 171 172 173 174 175 176 177 178 179 180 181 182 183 184 185 186 187 188 189


0.0268