Главная Источники вторичного электропитания - часть 2



Спадание тока в диодах преобразователя с индуктивным фильтром идет в 2 раза быстрее, чем при емкостном фильтре, а амплитуда выброса обратного тока существенно меньше.

Резкий спад обратного тока при запирании диода, протекающего через паразитные индуктивности и емкости, вызывает высокочастотные затухающие колебания на вершине импульса выходного напряжения <рис. 9.13, ж). Это вызывает перенапряжение на диодах и создает помехи по цепям питания с частотой в десятки мегагерц. Поэтому в преобразователях постоянного напряжения следует отдавать предпочтение сглаживающим фильтрам, которые начинаются с емкости, а не с индуктивности.

Из рассмотрения переходных процессов коммутации видно, что на этапе переключения транзисторы преобразователя с независимым возбуждением оказываются открытыми и через иих проходят «сквозные» токи. Такой режим является одинаково опасным как для двухтактных, так и для мостовых схем. Устранить «сквозные» токи можно только задержкой включения одного транзистора по отношению к другому. Для этого в цепи управления усилителя мощности вводится принудительная пауза, длительность которой больше времени рассасывания р.д и tpac или вводятся цепи задержки включения транзисторов, показанные иа рис. 9.14.


Рис. 9.14. Схемы усилителей мощности с элементами, устраняющими

сквозные токи:

а - с дросселем в цепи базы: б - с дросселем в цепи питания; в - с дополнительными блокирующими обмотками йд,, иа выходном трансформаторе; г - с блокирующими диодами



в схеме на рис. 9.14, а для задержки включения силового транзистора VT преобразователя в цепь базы введен линейный дроссель Lg, зашунттгрованиый диодом VD. Выключение транзистора VT сигналом от задающего генератора ЗГ осуществляется через диод VD, минуя дроссель Lg. Хотя такой способ устранения сквозных токов является простейшим, но он оказывается малоэффективным при разбросе значений (рас и ?р.д транзисторов и диодов, а также при изменении тока нагрузки и, следовательно, тока базы.

В схеме на рис. 9.14, б для задержки включения транзисторов введен дроссель L, диоды VDi, VD, и /?С-цепь. В момент переключения транзисторов коммутационный выброс тока создает на индуктивности L запирающее напряжение, которое через конденсатор С и диоды VDi и VD, запирает сразу оба транзистора VTi и VT,.

Индуктивность определяется по формуле

- = <р.д к,„- (9.34)

Резистор R служит для разряда конденсатора С, емкость которого выбирается из условия полного разряда за время меньше половины периода колебаний преобразователя.

Схема с автоматической задержкой включения транзисторов в зависимости от длительности процесса рассасывания приведена на рис. 9.14, е [73]. Для этого в выходном трансформаторе введены две специальные обмоткн и Wj„ которые через разделительные

диоды VDi и VD, подключены параллельно обмоткам IKg и Wg трансформатора TV, задающего генератора. При таком подключении обмоток включение одного транзистора, например VTi, не произойдет до тех пор, пока не закончится процесс рассасывания заряда в базе транзистора VT, и не произойдет смена полярности напряжения на обмотках трансформатора TV, независимо от полярности напряжения иа управляющих обмотках Wg (IKg) трансформатора TV, задающего генератора. В этой схеме коммутационные процессы практически отсутствуют, а длительность фроета выходного напряжения определяется емкостью коллекторного перехода Cj, которая заряжается током намагничивания трансформатора TV,

« 0,3 [Г„-]/Г 53,41Ск

Предельная частота, на которой может работать УМ с коикрет-. ными параметрами ее элементов, /„ = 0,Н/УLCj.

Улучшение коммутации силовых транзисторов в схеме на рис. 9.14, г достигается за счет дополнительного включения диодов VDx-VDf. Диоды VD, и VD, защищают переходы эмиттер--база от перенапряжения, а VD и VD, включены таким образом, что не-позволяют полностью открыться одному транзистору, например VT,, до тех пор, пока не закроется VT,.

9.5. Энергетическме характеристики преобразователей

Одним из основных показателей преобразователя является его КПД, который определяется из соотиошения выходной мощности Рн к мощности потерь Рц в его элементах:

tin = Pj{Pa + Рп)



Ориентировочное распределение мощности потерь в основных элементах простейшего преобразователя (см. рис. 9.3, а) приведено ниже (в процентах от выходной мощности):

Силовые транзисторы........ . 5--6%

Трансформаторы.......... 4-5%

Схема управления . . .... . 3-4%

Выпрямитель с фильтром . . .... 4-5%

Общие потери составляют 16-20 % (rin = 84 -ь 80 %). Из приведенных данных видно, что для повышения КПД необходимо стремиться уменьшить потери во всех узлах преобразователя поскольку они примерно одинаковые. Уменьшение потерь в каждом узле всего на один процент повысит КПД преобразователя в целом до 88 %.

Задача снижения мощности потерь особенно актуальна становится с повышением частоты в преобразователях, где требуется получить минимальную массу и габариты ИВЭ. Методы снижения потерь в трансформаторах преобразователей рассмотрены в гл. 3. Расчет потерь в силовых выпрямительных диодах изложен в гл. 2. Следует отметить, что при увеличении ча"стоты преобразования динамические потери возрастают и становятся соизмеримыми или даже превышают потери в диоде в прямом направлении. Например, при параметрах выпрямителя /о = 1 А, С/обр = 30 В на частоте /п = 100 кГц с использованием диффузионных кремниевых диодов с t/np = 1 В, Тэфф = 1 мкс потери мощности на переключение составляют Рвособр- 1,5 Вт, а прямые потери Р„р = 1 Вт.

Для уменьшения динамических потерь необходимо применять силовые безынерционные диоды, например с барьером Шотки, а в диффузионных диодах уменьшать Тдфф. Одним из способов ускорения рассасывания избыточных зарядов в силовых диодах выпрямителя является включение иа выход параллельно нагрузке блокирующего диода (VDg на рис. 9.13, а).

Следует отметить также влияние инерционных свойств диодов на форму прямоугольного напряжения преобразователя и, как следствие этого, иа пульсацию выходного выпрямленного напряжения. Если в выпрямителе используются более низкочастотные диоды, чем силовые транзисторы в инверторе (вособр > рас), то на вершине прямоугольного напряжения появляются большие выбросы (см. рис. 9.11, а), которые резко увеличивают пульсацию выходного выпрямленного иапряжеиия. При использовании высокочастотных диодов (вос.обр рас) переменное прямоугольное напряжение инвертора ие искажается (см. рис. 9.11, б) и пульсация выпрямленного напряжения на выходе преобразователя существенно уменьшается.

Потери мощности в силовых транзисторах инвертора

РК~отс"ЬРнас+Рт. дин. (9.35)

В режиме отсечки через запертый транзистор протекает неуправляемый ток коллектора /БО- значение которого зависит от типа транзистора и температуры. Напряжение f кэт- которое прикладывается к запертому транзистору, зависит от вида схемы преобразователя и определяется по формулам (9.10), (9.28).

Мощность, рассеиваемая на транзисторе в режиме отсечки,

PoTC = /KBofK3m. (9.36)



0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21 22 23 24 25 26 27 28 29 30 31 32 33 34 35 36 37 38 39 40 41 42 43 44 45 46 47 48 49 50 51 52 53 54 55 56 57 58 59 60 61 62 63 64 65 66 67 68 69 70 71 72 73 74 75 76 77 78 79 80 81 82 83 84 85 86 87 88 89 90 91 92 93 94 95 96 97 98 99 100 101 102 103 104 105 106 107 108 109 110 111 112 113 114 115 116 117 118 119 [120] 121 122 123 124 125 126 127 128 129 130 131 132 133 134 135 136 137 138 139 140 141 142 143 144 145 146 147 148 149 150 151 152 153 154 155 156 157 158 159 160 161 162 163 164 165 166 167 168 169 170 171 172 173 174 175 176 177 178 179 180 181 182 183 184 185 186 187 188 189


0.0115