Трант промежуточной частоты приемопередатчика

стигнуты применением конденсаторов с малым относительным отклонением от номинала (не более 1%). На рис. 5.16а показана характеристика ослабления фильтра в полосе пропускания и полосе задерживания, на рнс. 5.166-ГВЗ нескорректированного ФПЧ (кривая 1), ГВЗ после коррекции (кривая 2).

20 fO

100 120 МГц

58 62 66 W Ц 78МГЦ

Рис. 5.16. Характеристики фильтра ПЧ:

а - характеристика ослабления; б - неравномерность ГВЗ в полосе пропускания:

1 - фильтра без корректора; 2 - после коррекции

Корректоры группового времени запаздывания предназначены для выравнивания неравномерности характеристики ГВЗ в рабочей полосе частот. Коррекция ГВЗ приводит к линеаризации фазочастотной характеристики тракта передачи ЧМ сигнала и, как следствие, к снижению нелинейных искажений модулирующего сигнала. Частотно-избирательным элементам приемопередающего тракта, (полосовые СВЧ фильтры системы объединения и разделения стволов) присуща неравно.мерная характеристика ГВЗ в рабочей полосе частот, которая может быть выровнена путем коррекции. Волнообразные искажения характеристики ГВЗ, вызванные неидеальностью фидерных трактов большой длины, корректорами тракта ПЧ на сосредоточенных элементах не устраняются.

В большинстве типов современной радиорелейной аппаратуры коррекция характеристики ГВЗ осуществляется в тракте ПЧ. Наряду с более простой конструкцией по сравнению с СВЧ фазовыми звеньями применение только ПЧ корректоров имеет свои недостатки, о которых упоминалось при описании механизма искажений, возникающих в ПУПЧ. При коррекции неидеальности частотных характеристик приемопередающего тракта (АЧХ, ГВЗ) следует соблюдать принцип: корректор должен быть включен непосредственно в цепи возникновения искажений характеристики передачи. Поэтому неравномерность ГВЗ в элементах СВЧ тракта, которая подвержена изменениям прн климатических воздействиях, желательно компенсировать корректорами тракта СВЧ.

В тракте ПЧ в основном применяются корректоры двух типов: согласованные всепропускающие фазовые звенья несимметричного типа и так называемые «активные» несогласованные корректоры. Согласованные корректоры допускают их каскадное соединение и представляют собой модификацию Т-образной мостовой схемы фазового звена второго порядка.

На рис. 5.17 показаны два варианта электрической схемы такого звена коррекции ГВЗ. Частотная характеристика ГВЗ звена в наносекундах, описывается функцией

[fo l+nHfo/f-f/fo) -

где п -параметр, определяющий крутизну и размах характеристики ГВЗ; fo, МГц -резонансная частота колебательных контуров LCa и LbCb. Амплитудно-частотная характеристика фазового звена теоретически плоская. Для компенсации ее провала на частоте /о, вызванного потерями в элементах корректо-

ра, в схему включен дополнительный резистор R. На рис. 5.18 приведены примеры зависимости ГВЗ для одного звена с параметрами: п=2, /о=72 МГц н после перестройки корректора с параметрами; л==2,11, fo=7& МГц.

Рис. 5.17. Схема согласованных звеньев коррекции ГВЗ: а - с симметричным трансформатором (1 :-1); б - с емкостным симметрирующим элементом

70 80 МГц

Рис. 5.18. Примеры зависимости ГВЗ для одного звена с параметрами: / - л = 2; /о=72 МГц; 2 - « = 2.11; /о=76 МГц

Если в процессе выравнивания неравномерности характеристики ГВЗ необходимо изменить параметры корректора (кривая 2 на рис. 5.18), то следует поступать по нижеприведенной методике. -Контролируя согласование входа КГВЗ в рабочей полосе частот с помощью рефлектометра, работающего в проходном режиме, начинают с небольшого изменения емкости конденсатора Св в одной из звеньев КГВЗ. При достижении некоторой минимизации неравномерности характеристики ГВЗ определяют знак изменения емкости Св и производят подстройку индуктивности La в том же направлении изменения, добиваясь восстановления согласования, заданного во всей рабочей полосе частот. Если КГВЗ многозвенный, то указанную перестройку производят строго по каждому звену в отдельности, поддерживая широкополосное согласование входа КГВЗ после каждой перестройки пары элементов Св, La-

Использование широкополосного симметричного (1 :-1) трансформатора на ВЧ тороидальном ферритовом сердечнике с сильной связью между обмотками (св>0,97) позволяет практически исключить взаимную згтисимость между элементами контуров LaCa и LbCb, которая имеет место с емкостным и индуктивным симметрирующими элементами. В последнем случае для достижения необходимой высокой степени согласования звеньев многозвенного КГВЗ степень асимметрии схемы не должна быть более 1-2%, что требует установки прецизионных конденсаторов (см. рис. 5.176).

Элементы фазового звена, работающего в тракте с волновым сопротивлением W, Ом, рассчитываются на основе выбранных графоаналитическим методом параметров п и fo, МГц, по формулам: /W\ 23,85 /75 N 1060/г

где La и Lb выражены в микрогенри; С а, св - в пикофарадах.

Трант промежуточной частоты приемопередатчина

121.

При использовании емкостного симметрирующего элемента емкостные элементы выбираются из условий

2Сл>С>Сд/2; Сл =С -С/2 ;Сз = 2 С

(см. рис. 5.176)

2С-Св

гпо преимущества по оперативности перестройки характеристики

ГВЗ имеют корректоры несогласованного типа, так называемые «активные» корректоры. Существенным недостатком КГВЗ такого типа являются необходимость включения их между активными усилительными каскадами УПЧ и связанная с этим обстоятельством ограниченная линейность амплитудной характеристики КГВЗ. На рис. 5.19 приведена схема одного из видов активного КГВЗ,

R1 Щ

С5 L i22hX

{>t-o

V. Л

<t

5If! i От ШАРУ ЦК

L JOMKr .гту-

J2~LCS R8 91

R5 \1,5K

1,5k

22li

-o-li

Puc. 5.19. Схема включения »гак-тивного» корректора ГВЗ в Тракт ПЧ

Рис. 5.20. Схема резистивного каскада УПЧ «общий эмиттер-общий коллектор» с электронным аттенюатором .\VV

•содержащего фазовое звено второго порядка и два усилителя-А\ и А2. Входное и выходное сопротивления разделительных усилителей равно W. Трансформатор в схеме активного корректора Тр аналогичен трансформатору «пассивного» согласованного звена (см. рис. 5.17а). Характеристика ГВЗ несогласованного фазового звена описывается той же формулой, что и для согласованного звена. Параметры несогласованного звена связаны с элементами контура .следующими соотношениями:

Звено обладает независящим от частоты коэффициентом передачи: К\-6+К2, дБ (УС,, Ki - коэффициенты усиления разделительных УПЧ Л,, А2).

Главный усилитель промежуточной частоты (ГУПЧ). На этот усилитель приходится основная доля усиления приемника. При замираниях принимаемого сигнала система автоматической регулировки усиления (АРУ), имеющаяся в ГУПЧ, поддерживает выходное напряжение сигнала ПЧ неизменным. Коэффициент усиления ГУПЧ обычно составляет 45-65 дБ, глубина регулирования достигает SO дБ.

Транзисторный ГУПЧ представляет собой широкополосный усилитель с включенными между усилительными каскадами регулируемыми аттенюаторами системы АРУ. Таким образом, режим работы усилительного каскада остается неизменным.

Широко применяются транзисторные усилительные каскады, построенные по схеме с общей базой, с широкополосными трансформаторами в цепи межкас-кадиой связи. В аппаратуре КУРС используется другая схема резистивного каскада, в котором два транзистора включены по схеме с общим, эмиттером и с общим коллектором. На выходе каскада установлен диодный аттенюатор АРУ (рис. 5.20). Каскад охвачен глубокой отрицательной обратной связью с эмиттера Т2 на базу Т1. Такое построение схемы позволяет получить достаточно высокую линейность амплитудной характеристики, весьма низкое входное и выходное сопротивления каскада в широкой полосе частот, что обеспечивает малую неравномерность АЧХ в диапазоне регулировки усиления, а также упрощает схемы цепей согласования усилителя на входе и выходе иа номинальное волновое сопротивление коаксиального кабеля.

Коэффициент передачи такой усилительной пары определяется приближен-

г»

вым соотношением: Ki-

го каскада, для всех каскадов ее величина принята одинаково равной 150 Ом. Поэтому коэффициент передачи каждого каскада можно определить по величине Ro.c=Rl (см. рис. 5.20). Конденсатор С2, подключенный параллельно R1, выравнивает АЧХ в области верхних частот. В ГУПЧ каскады имеют коэффициенты передачи от 6 до 15 дБ.

Схема электронного аттенюатора АРУ построена иа p-t-л-диодах и представляет собой переменный делитель напряжения. При подаче постоянного прямого смещения на p-t-n-диод его дифференциальное сопротивление Лд иа высоких частотах становится практически активным и зависит от величины прямого тока /нр. На рис. 5.21 приведен график зависимости У?д=/(/пр). Высокая степень

где /?8 -нагрузка на выходе усилительио-

Рис. 5.21. Зависимость дифференциального сопротивлеиия диода от прямого тока

Рис. 5.22. Зависимость ослабления еигнала ПЧ, вносимого одним электронным аттенюатором, от напряжения

линейности амплитудной характеристики электронного аттенюатора на p-i-n-mo дах достигается при соотношении амплитуды переменной /„ и постоянной составляющих тока диода: Imllif<b. /

При отсутствии управляющего напряжения в цепи АРУ (£дру=0) диод Д2 заперт, на диод Д/ подано прямое смещение с эмиттера Т2 ({/э2=-6 В). При этом дифференциальное сопротивление составляет около 60 Ом, эта величина устанавливается подбором резистора R6. Возникающее на выходе усилителя постоянного тока (УПТ АРУ) отрицательное напряжение смещает диод Д2 в прямом направлении, У?д2 падает, а прямой ток диода Д1 уменьшается за счет возрастания отрицательного напряжения на резисторе R6, величина Лд, воз-

Тракт промежуточной частоты приемопередатчика

растает. Таким образом, делитель напряжения Яя1я2 обусловливает дополнительное ослабление сигнала ПЧ. На рис. 5.22 показана зависимость ослабления, вносимого одним аттенюатором, от приложенного управляющего напряжения

Структурная схема и диаграмма уровней ГУПЧ при входном напряжении сигнала 100 мВ (коэффициент передачи усилителя при этом составляет около 10 дБ) покаэана на рис. 5.23. Напряжения сигнала приведены в контрольных точках на эмиттерах транзисторов Т2 (см. рнс. 5.20) каждого из усилительных каскадов At. Сопротивление W=75 Ом установлено на выходе А6 для обеспечения согласования низкоомного выхода усилителя.

Важнейшим этапом настройки ГУПЧ является распределение коэффициен-

SO 50 W JO 20 10

100 мв

.Моомв

\>Ы36Н\>

ВЮмВ

--

Рис. 5.23. Структурная схема и диаграмма уровней ГУПЧ

тов усиления но каскадам (Л,) и ослабления аттенюаторов (Bj) в режиме АРУ. Для получения минимума тепловых шумов, вносимых усилителем, первым должен вступить в регулировку ближайший к выходу ГУПЧ аттенюатор (в5 на рис. 5.23). На следующий аттенюатор (Ва) напряжение АРУ подано через диод ДЗ (см. рис. 5.20), так что характеристика регулирования (кривая / на рис. 5.22) смещается на величину около 0,7 В (кривая 2)*. Резкое увеличение коэффициента шума ГУПЧ наступает при подаче управляющего напряжения на последний В, (ближайший к входу) аттенюатор. Однако такая регулировка необходима после первого каскада для предотвращения перегрузки каскада А2, иа выходе которого развивается наибольшее в ГУПЧ напряжение сигнала.

Система АРУ содержит дополнительный УПЧ, подключенный через развязывающую цепь к выходу Лв (эмиттер Т2), амплитудный детектор, дифференциальный усилитель с регулируемым напряжением на втором входе для установки уровня стабилизированного сигнала на выходе ГУПЧ и усилитель постоянного тока, выход которого соединен непосредственно с аттенюатором Вь.

Оконечный усилитель промежуточной частоты (ОУПЧ) предназначен для усиления сигнала ПЧ до комниалького выходного напряжения приемника. Обычно предусмотрено два выхода ПЧ, один из которых имеет напряжение 500 мВ. ОУПЧ содержит также устройство аварийного переключения выхода приемника на замещающий генератор для имитации пропавшего полезного сигнала. Струк-

• Так сдвинуты по напряжению АРУ все остальные аттенюаторы: Вз, Bi н Bi.

турная схема ОУПЧ приведена на рис. 5.13. В состав его входят; узкополосиый индикатор несущей (УИН), электронный ключ (ЭКл), замещающий генератор (ГЗ) и собственно оконечный УПЧ.

Узкополосный индикатор несущей состоит из дополнительного УПЧ с фильтром на выходе, амплитудного детектора и триггера и настроен так, что при снижении напряжения сигнала на выходе ГУПЧ (из-за замираний) на 6-7 дБ ниже номинального (310 мВ) триггер переходит в состояние Нет несущей. Напряжение иа выходе триггера переводит ЭКл в положение Авария, ГЗ включается, Н его колебание с частотой 70 МГц подводится через ЭКл к входу оконечного

- УПЧ.

При восстановлении нормальных условий приема, когда напряжение сигнала на выходе ГУПЧ становится менее чем на 2-3- дБ ниже номинального, т. е. более 200 мВ, триггер переходит в состояние Есть несущая. Напряжение на выходе триггера переводит ЭКл в р)абочее положение, ГЗ отключается, сигнал с выхода ГУПЧ поступает иа вход оконечного УПЧ.

Фильтр УИН настроен на частоту 70 МГц, имеет полосу пропускания по уровню минус 3 дБ около 12 МГц и предназначен для повышения избирательности УИН от помех, попадающих в полосу пропускания тракта ПЧ. В УИН предусмотрена регулировка порогов срабатывания триггера.

ехид 01S80

СЮ 680

Выход

Рис. 5.24. Схема электронного ключа сигналов ПЧ

На рис 5.24 приведена электрическая схема одного электронного ключа (в состав блока ОУПЧ обычно входят два таких узла). Коммутация сигнала ПЧ в нем осуществлена с помощью специальных диодов типа КД407А (или КД409А). Особенностью этих диодов является весьма малое по сравнению с ио- минальным волновым сопротивлением тракта (75 Ом) дифференциальное сопротивление, составляющее не более 1 Ом при прямом токе около 5 мА. Запертый диод имеет малую емкость - не более 1 пФ при напряжении обратного смещения 5 В.

Прн указанной иа рис. 5.24 полярности напряжения Е, поступающего с выхода триггера УИН, ключ Открыт, диоды Д/, ДЗ и Д5 имеют прямое смещение, а диоды Д2, Д4 и Д6-обратное смещение. В этом состоянии ключ создает малое ослабление сигнала - ие более 0,5 дБ. При изменении состояния триггера УИН полярность Е меняется, ключ закрыт, диод Д1 заперт, диод Д2 имеет прямое смещение. Таким образом к входу ключа через С1, С2 и Д2, С4 подсоединен резистор R2, чем обеспечивается согласование входа ключа в положении Закрыт. Диоды ДЗ, Д5 заперты, а диод Д4 открыт и закорачивает цепь сигнала через конденсатор С7. В положении Закрыт ключ создает ослабление сигнала около 80 дБ.